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M6 8 7 1 1 pmos w=390u l=2u
M3 2 6 8 1 pmos w=390u l=2u
87
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M2 2 3 4 0 nmos w=100u l=1。6u
M1 4 5 0 0 nmos w=100u l=1。6u
Cl 2 0 0。3p
Vbias 3 0 dc 2。5
Vin 5 0 dc 0。8425 ac 1
。op
。ac dec 10 0。1 1000Meg
。print vdb（2）
。MODEL nmos NMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=500， VMAX=2。0E5， PHI=0。6， GAMMA=0。5，
＋NSUB=2。5E16， VTO=0。7， NFS=8。2E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。5E…10， CJSW=2。5E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=2。5E…4， PB=0。9， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=600E…27 AF=0。8 NLEV=2 RS=600
＋RD=600 ETA=0。05 KAPPA=0。007 THETA=0。06
＋ACM=2 XJ=2。7E…7 DELTA=0。7
。MODEL pmos PMOS LEVEL=3， TOX=1。8E…8， LD=0。08U，
＋UO=165， VMAX=2。7E5， PHI=0。80， GAMMA=0。75，
＋NSUB=5。5E16， VTO=…0。7， NFS=7。6E11， CGSO=2。5E…10，
＋CGBO=2。75E…10， CJSW=3。4E…10， CGDO=2。5E…10， MJ=0。5，
＋CJ=3。7E…4， PB=0。8， IS=1。0E…16， JS=1。0E…4
＋KF=400E…27 AF=1。0 NLEV=2 RS=1200
＋RD=1200 ETA=0。12 KAPPA=1。5 THETA=0。135
＋ACM=2 XJ=2。3E…7 DELTA=0。3
。end
这个共源共栅放大器的频率曲线如下图所示。直流增益为 80dB（即 10000V/V），－3dB
频率约发生在 2kHz。
图 9－14 共源共栅放大器的频率曲线图
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在结束这一节之前，应对共源共栅增益级的高频性能做一些论述。正如我们刚才看到
的，一般一个极点起主要作用，这样我们可以合理地模拟放大器增益为
A
（） V
A s =
1＋s / ω
…3dB （9…51）
ω
这样，当频率实际上远大于 …3dB ，一般为作用的频率束，增益可近似写为
（） AV g m1
A s ≈ ≈
s / ω sC
3
dB L
（9…52）
2
g m g m 2 1 g m 1 2g 2
AV ≈ ≈ ω ≈ ≈ ds
…3dB
上式利用了式 2g ds g ds 2 2 g ds 和式 Rout CL g m CL 。还要注
意：除非任一源极阻抗或源极电容非常大，否则式（8…36）和式（8…52）的近似是很好的。此
外 ， 在 远 大 于 － 3dB 频 率 的 频 率 上 ， M2 源 极 的 导 纳 可 用 式
g g g g
＋ ＋
m 2 s 2 ds 2 m 2
Y = ≈
in2
g ds 2 g ds 2
1＋ 1＋
GL GL 求出，其中GL用 GL ＋sCL 代替。这样一个替代的结果
为
g g g
＋ ＋
Y = m 2 s 2 ds 2
in2
g ds 2
1＋
G
L
G ＋sC
=g m 2 L L
g G sC
＋ ＋
ds 2 L L
G ＋sC
=g m 2 L L
g ds 2 ＋sCL
（9…53）
（ ）
ω》》1/ r C Y =g
在 ds L 的频率上，s中的项起主要作用， in2 m 2 。M2 源极的近似时间常
数可写为这个极点的总电容除以 g m 2 。M2 源极的总电容是Cgs 2 并联 Cdb1 并联 Cgd 1 。因为
这个电容不是特别大而且这个节点的阻抗1/ g m 2 很小，所以这个节点的时间常数一般可忽
略。但是在带一个小源极阻抗的放大器中，这个节点仍然是决定共源共栅放大器的第二个
C C
极点的主要因素。M2 源极的时间常数的上限可以简单求出。 db1 并联 gd 1 几乎总是小于
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C C
gs 2 。因此，M2 源极的总阻抗等于K gs 2 ，其中：K在 1～2 之间（一般靠近 1）。利用
W
g =μ C V
m 2 p ox eff 2
L
2
（9…54）
上式是对折叠式共源共栅放大器（对伸缩式共源共栅放大器，用μn 大于μp ），并利
用下式
2
（ ）
C =KC =K WL C
S 2 gs 2 3 2 ox （9