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Cc 》 （2。2/10）CL
I I
③下面在满足摆率要求的基础上确定尾电流 5 ，算出 5 。由两个值中的最大值确定“尾
电流”（I5）的最小值。
I
5 =SR（Cc） （12…1）
V ＋ V
I 10 DD SS
5 2T
S
④现在可以确定M3 的宽长比，根据正的输入共模范围要求来确定。下面通过设计公式
（ ）
W/L
（12…2）计算 3 值：
I 5
'
（ ） ）＇ （最大）－｜ ｜ （最大）＋ （最小）＇2
W/L 3 = （K N VDD Vin VT 03 VT 1 ≥1 （12…2）
⑤验证Cgs3 和Cgs4 引起的极、零点 （=0。67W3L3Cox）不是主极、零点，设p3 大于 10GB：
g m3
》10GB
2C
gs 3
⑥输入管的跨导要求可以由Cc和GB的知识来确定。跨导gm1 可以用下面的公式计算：
g m1
=GB。 Cc （12…3）
（ ）
宽长比 W/L 1 直接由 g m1 得到如下：
2
g m1
'
（ ） （ ）（ ）
W/L 1 ＝ K 2 I 5 （12…4）
⑦现在有足够的信息来计算M5 管的饱和电压。用负的输入共模范围要求来计算VDS5，
由式（12…5）计算出值。
118
…………………………………………………………Page 567……………………………………………………………
I 5 12
（饱和） = （最小） …2（ ） （最大） ≥100mV
VDS 5 Vin VSS VT 1
β1 （12…5）
（ ）
V W/L
确定了 DS 5 后， 5 可以用式（12…6）得到：
2（I 5）
'
（ ） （ ） （饱和）2
W/L 5 K 5 VDS 5
＝ （12…6）
⑧到这里，运算放大器的第一级设计完成了。为了使相位裕度大点，既极点p2 离原点
足够远点。让第二极点（p2）等于 2。2GB以确定S6 和I6。
C
g m 6 =2。2g m 2 （ L ）
C
C
（12…7）
如果VSG4=VSG6，我们可以写出：
g m 6
S6 = S4 g m4 （12…8）
如果知道了gm 6 和 S6 ，就可以用下面的公式来定义直流I 6 ：
2
g m 6
I 2（K ' ）（W ）6
6 P L
＝ （12…9）
⑨另外，I6 的计算也可以采用下式先解出W6/L6：
W6 g m 6
=
L 6 K ' V （饱和）
6 DS 6
然后再用前面的关系式确定。当然，M3 和M4 之间的正确镜像关系不再得到保证。
M
⑩ 7 管的尺寸的选择达到I5 和I6 之间所希望的电流比，可以由下面给出的平衡方程
式决定：
I 6
（ ） （ ）
W/L W/L
7 5 I 5
＝ （ ） （12…10）
①①核对增益和功耗指标：
2g m 2 g m 6
Av =
I （λ ＋λ ）（λ ＋λ ）
5 2 3 6 7
119
…………………………………………………………Page 568……………………………………………………………
P =（I ＋I ）（V ＋ V ）
diss 5 6 DD SS
①②如果不满足增益指标，可以减小电流I5 和I6 或者增加M2 和M6 的W/L比。前面的计
算必须重新检查以确保它们都得到满足。如果功耗太高，只能减小电流I5 和I6。电流的减
小将很可能需要增大一些宽长比以满足输入和输出摆幅。
①③模拟整个电路看是否所有指标都能满足。
至此，设计过程中没有考虑噪声或PSRR。现在初步设计已经完成，因此可以考虑这两
个指标了。输入参考电压噪声主要由负载和第一级输入管引起，有热噪声和 1/f噪声。任
何管子的 1/f噪声可以通过增加管子面积（即增加WL）来降低。任何管子的热噪声可以通
过增大自身 g m 来减小。这可以由增大W/L、增大电流、或者同时增大两者来实现。由负载
管引起的有效输入噪声电压可以通过减小g m3 / g m1 （g m 4 / g m 2 ）的比来减小。必须注意，这
些改进噪声性能的调整不要反过来影响运算放大器的其它重要性能。
电源抑制比在很大程度上是由所采用的结构决定的。在负PSRR中的一些改进通过增大
M5 的输出电阻来实现。这通常是在不影响其它性能的情况下成比例地增大W5 和L5 来完成。
晶体管M7 应当按照适当的匹配来调整。
12。2。2 手算过程
设计指标：
相位裕度： 600 负载电容： 10PF
开环增益（低频）： 5000V/V 共模输入范围： …1V～2V
输出电压： …2V～2V（CL only） 电源电压： Vdd＝…Vss＝2。5V
压摆率： 10V/us 直流功耗 ： 5MHz 输出信号： 单端输出
首先算出补偿电容Cc的最小值：